：系统采用三相半桥拓扑，以STM32F407ZET6单片机为主从控制器，主控制器在dq坐标下来控制实现三相稳压输出，从控制器采用主从均流控制实现两台三相逆变器的电流分配，采用三相同步锁相环(SRP-PLL)。逆变器单独工作时，输出交流母线 Hz，总谐波畸变率为1.63%，系统整体效率为92.33%，负载调整率为0.12%。逆变器并联工作时，系统实现了两台逆变器输出功率比可调，输出线电流折算值误差最大值为0.06 A，并联工作负载调整率为0.21%。此外，系统具有友好的

  *2017年“瑞萨杯”全国大学生电子设计竞赛本科组“微电网模拟系统(A题)”一等奖

  摘要：系统采用三相半桥拓扑，以STM32F407ZET6单片机为主从控制器，主控制器在dq坐标下来控制实现三相稳压输出，从控制器采用主从均流控制实现两台三相逆变器的电流分配，采用三相同步锁相环(SRP-PLL)。逆变器单独工作时，输出交流母线 Hz，总谐波畸变率为1.63%，系统整体效率为92.33%，负载调整率为0.12%。逆变器并联工作时，系统实现了两台逆变器输出功率比可调，输出线电流折算值误差最大值为0.06 A，并联工作负载调整率为0.21%。此外，系统具有友好的人机交互界面、输入欠压及过压保护功能。

  方案一：三相半桥拓扑。由三个半桥组成，半桥桥臂输出经LC滤波可实现三相逆变，输出交流电压幅值仅为母线电压的一半，对直流电压利用率不高，但控制策略与电路结构均较简单。

  方案二：三相全桥拓扑。由三个全桥组成，在相同输入电压条件下，输出交流电压幅值较半桥电路较高。但电路结构与控制策略均较复杂。

  方案一：主从控制。主逆变器实现稳压输出，从逆变器实现恒流输出，整体输出实现均流，没办法实现独立控制，主逆变器崩溃则总系统崩溃，但控制策略简单，控制精度高，负载调整率好。

  方案二：双环控制。系统通过调节外电压环获得各逆变器电流基准值，据此进行PI调节实现均流输出，系统可靠性高，但控制相对复杂。

  系统由主电路、驱动电路、测量电路、辅助电源电路、控制电路与显示电路组成。主电路采取三相半桥电路，实现三相DC/AC变换，测量电路实现了三相电压电流的测量。系统总体方案如图1所示。

  系统主要的效率损耗包括开关管的开关损耗与导通损耗，电容等效串联电阻的损耗以及电感的铜损与铁损等。据此，可选择合适的开关频率，当开关频率增大，可减小滤波器体积，但增加了开关管的开关损耗，折衷考虑，选择开关频率为50 kHz;选择开关管时，低导通电阻可减少导通损耗，栅极电容较小可减少驱动损耗，折衷考虑，选择导通电阻与栅极电容适中的开关管;选择等效串联电阻较小的CBB电容作为输出电容，且多个并联，可降低输出电容的等效串联电阻;选择铁氧体材料磁芯，铁氧体材料电阻率较高，可大大降低电感涡流损耗。

  当三相逆变器输出电压幅值为UM的对称三相电压时，通过转换矩阵可将输出电压从三相abc静止坐标系变换到两极性同步旋转坐标系下的变量，此时可得：

  在三相对称稳态时，dq坐标系下的d轴分量数值与输出电压幅值相等，而q轴分量为0。据此，主控制器在dq坐标系下进行电压单环控制实现输出稳压。

  系统采用主从控制策略实现两逆变器并联均流。系统控制主逆变器使其工作于稳压模式，控制从逆变器工作于恒电流模式，实现主从逆变器的输出均流。

  从控制器通过PI调节调整两相旋转坐标系下的角频率ω，实现输出电压q轴分量为0，实现PLL锁相环。PLL锁相环实现两台逆变器输出电压同步，并依据主逆变器输出电流，给定从逆变器的电流指令，采用PI调节控制从逆变器的输出电流，实现电流分配。主、从控制器控制框图分别如图2和3所示。

  系统额定输出线 V，系统主电路采取三相半桥逆变，最大输出交流幅值为直流母线电压的一半，故直流母线 V，留取一定的裕量，开关管耐压须大于50 V。单逆变器运行时，最大输出电流为2 A。故开关管选择Fairchild公司生产的NTD3055，最大漏源电压VDS=60 V，最大漏极电流ID=9 A，可满足电压电流应力需求。

  (1)滤波电感设计。取电感电流纹波为平均电感电流的0.2，为保证电感电流不断流，由伏秒平衡：

  式中，VS是系统稳定时的最大输入电压，其值选择为50 V，VO为额定输出线 V，T为开关周期，取10 μs。代入参数计算，L=650 μH。由于系统主电路为三相半桥逆变结构，故每线电压滤波电感为两个半桥桥臂电感感值之和，故实际选择的三个电感感值为350 μH。

  (2)滤波电容设计。设计LC滤波器截止频率为开关频率fs的10%，可获得较好的滤波效果，根据公式：

  代入参数计算C≥1.5 μF，由于三相半桥逆变结构，每相滤波电容实际选取容值为4.7 μF，等效串联电阻小，且高频特性好的CBB电容。

  控制电路分为主从控制器两部分。主控制器工作在稳压控制模式，系统使用互感器测量两相线电压，经dq坐标变换与PI调节算法实现输出幅值稳定的对称三相电压。从控制器工作于稳流控制模式，在PLL锁相环获取交流母线电压相位后，通过PI调节算法调节输出电流同频同相并实现两逆变器的均流。主、从控制器的程序流程图分别如图4与图5所示。

  交流电压测量电路使用TVA1421-01型互感器测量AB、BC交流相电压，由于控制器仅能采集0~3.3 V的电压，故需要对互感器输出信号增加直流偏置，实际电路如图6所示，使用TL431基准电源产生2.5 V基准电源，经电阻分压获得1.6 V基准电压接在+VREF。根据互感器的应用手册，互感器原边输入电流需要小于6 mA，根据互感器原边输入电压24 V，故设计电阻R1=4.7 kΩ，设计输出电阻RL=150 Ω。

  交流电流测量电路如图7所示，使用ACS712-05B霍尔传感器芯片，最大可测量电流5 A，由于本题最大线 A，可满足题设要求，且抗干扰能力强，测量精度高，VIOUT引脚信号为一直流偏置为0.5倍VCC的交流信号，将该信号传输至ADC引脚。由于电压电流存在相位问题，在实际制作电路时需注意电压电流相位关系。FILTER引脚接入1 nF(数据手册推荐取值)瓷片电容与芯片内部集成电阻形成RC低通滤波器，减小高频噪声对信号的影响，但若该电容取值过大，虽然提高了抗干扰能力，但引入了额外的相移，且该传感器芯片在实际交流测量时也会存在相移问题，故对相位有一定要求的场合如功率因数测量时，不推荐该方案。

  由于系统主电路采取三相半桥拓扑，故使用半桥驱动电路就可以，驱动电路使用了IR2110半桥驱动电路，实际电路如图8所示。图中电容为半桥自举电容，其取值与MOSFET的输入电容有关，耐压需要超过VCC引脚上的电压，一般选择MLCC，其高频性能较好，二极管为US1M，反向耐压值为1000 V的肖特基二极管，由于自举电路的工作特点，其反向耐压值通常要超过半桥直流母线电压+V_DC，且为快恢复二极管。

  (1)启动逆变器1，调节输入电压为50 V，调节负载，使负载线 A，使用钳形功率计测量各线电压有效值、频率与交流母线电压谐波畸变率。万用表测量输入电压电流以及三相输出线电压与相电流，并计算系统效率。(2)调节负载，使负载线 A范围内变化，计算负载调整率。

  (3)启动逆变器2，调节负载使负载线的线电流，并测量负载线)调节负载使负载线 A范围内变化，测量逆变器1与逆变器2的线电流，计算绝对误差与负载调整率。

  (5)设定两台逆变器的功率比，测量逆变器1与逆变器2的线电流，计算绝对误差。4.1.2 测试仪器

  测试条件：启动逆变器1，调节输入电压为50 V，调节负载使负载线 A，使用钳形功率计测量输出线电压有效值、频率与谐波畸变率。

  测试条件：调节负载使负载线 A，使用万用表测量输入电压电流并测量三相线 负载调整率测试

  测试条件：调节负载电流在0~2 A内变化,测量输出电压，计算负载调整率。

  为3 A，使用万用表测量逆变器1与逆变器2的三相输出电流，并测量负载电流与输出电压频率。

  逆变器1和逆变器2能同时向负载输出功率，输出电压频率满足题设要求。4.2.5 并联负载调整率测试

  测试条件：调整负载电流在1~3 A内变化，使用万用表测量两台逆变器的输出电流与负载电流，并计算误差，测量输出电压，计算负载调整率。

  测试条件：设定逆变器1与逆变器2分流比为K，调整负载电流在1~3 A范围内变化，使用万用表测量两台逆变器的输出电流与负载电流，并计算误差。

  据以上测试结果，本系统很好的完成了题设要求，逆变器1工作时，输出线.33%，交流母线并联时，负载调整率仅为0.21%，负载电流在1~3 A范围内变化时，均流比可调且最大绝对误差仅为0.08 A。

  [1]陈坚.电力电子学—电力电子变换和控制技术[M].北京:高等教育出版社,2004,12.

  [2]康华光.电子技术基础(第四版)[M].北京:高等教育出版社,1999.

  [3]谭浩强.C语言程序设计[M].北京:清华大学出版社,2012.[4]刘风君.正弦波逆变器[M].北京:科学出版社,2002.

  [5]徐慧.电压控制型三相逆变器的并联与并网技术探讨研究[D].华中科技大学,2007.本文来源于《电子科技类产品世界》2018年第9期第43页，欢迎您写论文时引用，并标注明确出处。